調速永磁同步電機的設計畢業(yè)設計

1、<p>　　畢 業(yè) 設 計</p><p>　　題 目： 調速永磁同步電動機的電磁設計 </p><p>　　系： 電氣與信息工程 </p><p>　　專業(yè)： 電氣工程 班級： </p><p>　　學號：

2、 </p><p>　　學生姓名： /// </p><p>　　導師姓名： </p><p>　　完成日期： 2011年6月 </p><p>　　畢

3、業(yè)設計（論文）任務書</p><p>　　題目： 調速永磁同步電動機的電磁設計 </p><p>　　姓名 系 電氣系 專業(yè) 電氣工程及其自動化 班級 .. 學號 .. </p><p>　　指導老師

4、 .. 職稱 副教授 教研室主任 .. </p><p><b>　　基本任務及要求：</b></p><p>　　1、基本技術要求：1）額定功率 =15KW　; 2）額定電壓 　　　　　　　　　　　　　　　　　　</p><p>　　3）額

5、定轉速 ; 4）額定效率; 　5)相數m=3</p><p>　　6); 7)額定功率因數; 8)繞組形式:單層,交叉Y接</p><p>　　9)失步轉矩倍數　; </p><p>　　2、本畢業(yè)設計課題主要完成以下設計內容：</p><p>　?。?）調速永磁同步電動機的電磁設計方案；

6、 </p><p>　　(2)闡述永磁同步電動機的運行與控制原理； </p><p>　?。ǎ常╇姍C主要零部件圖的繪制；</p><p>　　(4) 說明書的編制　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　</p><p>　　進度安排及完成

7、時間：</p><p>　　3 月1 日——3 月 30日：查閱資料、撰寫文獻綜述、撰寫開題報告　　　　　　　　　　　　</p><p>　　4月1 日—— 4月30 日：畢業(yè)實習、撰寫實習報告　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　</p><p>　　5月 1日—— 5月20 日：畢業(yè)設計（電磁設計）　　　　　　</p><p>　　5月

8、 21日——5 月30 日：畢業(yè)設計（永磁同步電動機的運行與控制?。?</p><p>　　5月上旬：畢業(yè)設計中期抽查　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　</p><p>　　6月1日——6月12日：撰寫畢業(yè)設計說明書（論文）　　　　　　　　　　　　　　　　　　&

9、lt;/p><p>　　6月13日——6月14日：修改、裝訂畢業(yè)設計說明書（論文），并將電子文檔上傳FTP?！　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　?lt;/p><p>　　6月15日——6月18日：畢業(yè)設計答辯　　　　　　　 ，進行畢業(yè)答辯。</p><p><b>　　摘要2</b></p>

10、<p>　　Abstract3</p><p>　　第1章 概述- 1 -</p><p>　　1.1 永磁同步電動機的發(fā)展前景- 1 -</p><p>　　1.2調速永磁同步電動機的研究現(xiàn)狀- 2 -</p><p>　　1.3 永磁電機發(fā)展機遇- 2 -</p><p>　　第2章 永

11、磁同步電動機的數學模型- 4 -</p><p>　　2.1 永磁同步電機的分類和結構- 4 -</p><p>　　2.2 永磁同步電機數學模型的建立- 4 -</p><p>　　2.2.1 坐標系的定義- 4 -</p><p>　　2.2.2 三相定子坐標系與兩相定子坐標系變換(3s-2s)- 6 -</p>

12、<p>　　2.2.3 兩相定子坐標系與兩相旋轉坐標系變換(2s-2r)- 7 -</p><p>　　2.3 兩相定子坐標系與兩相轉子旋轉坐標系的變換（2t-2s）- 8 -</p><p>　　2.4 永磁同步電機的數學模型- 8 -</p><p>　　2.4.1 永磁同步電機在ABC坐標系上的數學模型- 9 -</p><

13、;p>　　2.4.2 永磁同步電機在坐標系上的數學模型- 10 -</p><p>　　2.4.3 永磁同步電機在坐標系上的數學模型- 10 -</p><p>　　2.5 本章小結- 11 -</p><p>　　第3章 調速永磁同步電動機運行與控制原理- 14 -</p><p>　　3.1調速永磁同步電機的控制方法-

14、14 -</p><p>　　3.1.1恒壓頻比控制- 14 -</p><p>　　3.1.2 矢量控制- 14 -</p><p>　　3.1.3 直接轉矩控制- 14 -</p><p>　　3.1.4 解耦控制- 15 -</p><p>　　3.2直接轉矩控制- 16 -</p>&l

15、t;p>　　3.2.1 直接轉矩控制原理- 16 -</p><p>　　3.2.2永磁同步電機直接轉矩控制系統(tǒng)的實現(xiàn)- 17 -</p><p>　　3.2.3永磁同步電機直接轉矩控制的系統(tǒng)- 20 -</p><p>　　3.3 本章小結- 22 -</p><p>　　第4章調速永磁同步電機的設計特點及思路- 23 -&

16、lt;/p><p>　　4.1設計特點- 23 -</p><p>　　4.2 設計思路- 23 -</p><p>　　4.2.1主要尺寸選擇- 24 -</p><p>　　4.2.2 轉子磁路結構的選擇- 25 -</p><p>　　第5章 調速永磁同步電動機電磁設計程序- 30 -</p>

17、<p>　　5.1額定數據和技術要求- 30 -</p><p>　　5.2主要尺寸- 30 -</p><p>　　5.3永磁體的計算- 32 -</p><p>　　5.4磁路計算- 33 -</p><p>　　5.5參數計算- 36 -</p><p>　　5.6工作性能計算- 40 -

18、</p><p>　　結束語- 44 -</p><p>　　參考文獻- 44 -</p><p>　　致 謝- 45 -</p><p>　　附 錄- 46 -</p><p>　　調速永磁同步電動機電磁設計</p><p>　　摘要：設計首先介紹了永磁同步電動機的發(fā)展前景及其研究

19、現(xiàn)狀，之后結合在發(fā)展高性能調速永磁同步電動機中也遇到幾個“ 瓶頸” 問題，指出了永磁電機發(fā)展的機遇；分析了永磁同步電動機的運行與控制原理，其中包括首先分析了永磁同步電機的分類及其轉子結構特點，然后分析了永磁同步電動機數學模型的建立，并根據永磁同步電機的數學模型進一步分析永磁同步電機的控制方法與原理，介紹了調速永磁同步電機的幾種控制方法。其中重點論述了永磁同步電機的直接轉矩控制策略的基本理論，分析了永磁同步電機轉矩直接控制結構中各個組成部

20、分的基本原理，其中包括轉矩增量與定子電壓空間矢量關系模型、定子磁鏈控制、逆變器開關時間控制模型，并提出了永磁同步電機轉矩直接控制方案。之后闡述了調速永磁同步電機的設計特點及思路。其中包括設計特點的介紹、主要尺寸的選擇、轉子磁路結構的選擇等，并總結出永磁同步電動機的電磁設計流程。最后重點分析和設計了15KW內置式調速永磁同步電動機具體的電磁設計部分。關鍵字： 調速永磁同步電機；運行與控制原理；直接轉矩控制；電磁設計</p>

21、<p>　　Electromagnetic Design of Permanent Magnet Synchronous Motor </p><p>　　Abstract:Design first introduced the development prospects of permanent magnet synchronous motor and the present study situat

22、ion in the development of high performance, after considering the permanent magnet synchronous motor speed also meet several "bottleneck" problems, and points out the permanent magnet motor development opportun

23、ities; Analysis of the permanent magnet synchronous motor operation and control principle, including first analyzed the permanent magnet synchronous motor and the cl</p><p>　　Keywords: permanent magnet synch

24、ronous; operation and control principle; motordirect torque controlspace; electromagnetism design</p><p><b>　　第1章 概述</b></p><p>　　1.1 永磁同步電動機的發(fā)展前景</p><p>　　近年來，隨著永磁材料性能

25、的不斷提高和完善，特別是釹鐵硼永磁的熱穩(wěn)定性和耐腐蝕性的改善和價格的逐步降低以及電力電子器件的進一步發(fā)展，加上永磁電機研究開發(fā)經驗的逐步成熟，經大力推廣和應用已有研究成果，使永磁電機在國防、工農業(yè)生產和日常生活等方面獲得越來越廣泛的應用。正向大功率化(高轉速、高轉矩)、高功能化和微型化方面發(fā)展。目前，稀土永磁電機的單臺容量已超過1000KW，最高轉速已超過300000r/min，最低轉速低于0.01r/min，最小電機的外徑只有0.8m

26、m，長1.2mm。 永磁同步電動機結構簡單、體積小、重量輕、損耗小、效率高，和直流電機相比，它沒有直流電機的換向器和電刷等缺點。和異步電動機相比，它由于不需要無功勵磁電流，因而效率高，功率因數高，力矩慣量比大，定子電流和定子電阻損耗減小，且轉子參數可測、控制性能好；但它與異步電機相比，也有成本高、起動困難等缺點。和普通同步電動機相比，它省去了勵磁裝置，簡化了結構，提高了效率。永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)能夠實現(xiàn)高精度、高動態(tài)性能、大

27、范圍的調速或定位控制，因此永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)引起了國內外學者的廣泛關注。</p><p>　　電動機及其驅動系統(tǒng)的耗電量約占工業(yè)用電總量的三分之二左右, 2006年國際電工委員會IEC制定了IEC60034- 30電動機新標準, 其目的在于淘汰低效率電動機, 開發(fā)與應用高效率和超高效率電動機, 美國在NEMA 高效電機的基礎上又制定了新NEMA 高效標準, 把效率指標再提高2% -3% , 在我國 十一五!

28、規(guī)劃的節(jié)能工程中涉及到更新和淘汰低效率電動機及高耗電設備, 推廣高效節(jié)能電動機、稀土永磁電動機、高效傳動系統(tǒng)等, 所以開發(fā)高效節(jié)能稀土永磁電動機具有實際工程應用的意義。在電力拖動系統(tǒng)中采用調速措施可以提高節(jié)能效果, 例如直流電動機調速、交流電動機變極調速或變頻調速, 還有采用機械傳動結構變速等, 但是機械傳動結構變速和變極調速屬于有級的調速方式, 直流電動機雖然具有較好的調速性能, 但存在換向火花的缺點, 限制了調速的容量和應用環(huán)境,

29、而變頻調速是一種高效節(jié)能型的無級調速方式。自從德國工程師F. B laschke等人提出了矢量控制變換理論后, 解決了交流電動機電磁轉矩的有效控制 , 近年來, 隨著變流技術、計算機技術和現(xiàn)代控制技術的發(fā)展, 實現(xiàn)了交流電動機矢量控制的變頻調速</p><p>　　“中東有石油，中國有稀土”。我國是盛產永磁材料的國家，特別是稀土永磁材料釹鐵硼資源在我國非常豐富，稀土礦的儲藏量為世界其他各國總和的4倍左右，號稱“稀

30、土王國”。稀土曾是讓國人倍感自豪的優(yōu)勢資源，而今卻略顯尷尬。由于國際市場的壓價行為，以犧牲環(huán)境為代價開采出來的稀土資源降到“白菜價”。盡管我國的稀土永磁材料和稀土永磁電機的科研水平都達到了國際先進水平，但是這些優(yōu)勢還沒有完全發(fā)揮出來，因此，對我國來說，永磁同步電動機的發(fā)展還任重而道遠，還有很大潛力可開發(fā)。充分發(fā)揮我國稀土資源豐富的優(yōu)勢，大力研究和推廣應用以稀土永磁電機為代表的各種永磁電機，對我國國防、工農業(yè)、航空事業(yè)的發(fā)展及綜合實力的提

31、升具有重要的理論意義和實用價值。</p><p>　　1.2調速永磁同步電動機的研究現(xiàn)狀</p><p>　　雖然無刷直流電動機比調速永磁同步電動機具有控制簡單，成本低， 檢測簡單等優(yōu)點， 但因為無刷直流電動機的轉矩脈動比較大， 鐵心損耗也較大， 所以在低速直接驅動場合的應用中，調速永磁同步電動機的性能比無刷直流電動機及其它交流伺服電動機優(yōu)越得多。不過在發(fā)展高性能調速永磁同步電動機中也遇到

32、幾個“ 瓶頸” 問題有待于作更深入的研究和探索。存在的主要問題如下： </p><p>　?。?）調速永磁同步電動機在使用過程中出現(xiàn)“退磁”現(xiàn)象，而且在低速時也存在齒槽轉矩對其轉矩波動的影響。</p><p>　?。?）檢側誤差對控制器調節(jié)性能有影響， 發(fā)展高精度的速度及位置檢側器件和實現(xiàn)無傳感器檢測的方法均可克服這種影響。</p><p>　　（3）以調速永磁同步

33、電動機作為執(zhí)行元件構成的永磁交流伺服系統(tǒng)， 由于調速永磁同步電動機本身就是具有一定非線性、強藕合性和時變性的“ 系統(tǒng)” ， 同時其伺服對象也存在較強的不確定性和非線性， 加之系統(tǒng)運行時易受到不同程度的干擾， 因此采用先進控制策略， 先進的控制系統(tǒng)實現(xiàn)方式如基于控制， 以從整體上提高系統(tǒng)的“ 智能化、數字化” 水平， 這應是當前發(fā)展高性能調速永磁同步電動機伺服系統(tǒng)的一個主要的“ 突破口”。</p><p>　　1.

34、3 永磁電機發(fā)展機遇 </p><p>　　(1) 更高的綜合節(jié)能效果 永磁同步電動機由永磁體激磁，無需勵磁電流，故可顯著提高功率因數（可達1甚至容性）；定子電流小，定子銅耗顯著減小；轉子無銅耗，因而發(fā)熱低，可以取消風扇或減小風扇，從而無風摩耗或減少風摩耗，故永磁同步電動機一般比同規(guī)格異步電動機效率可提高2～8％，并且在很寬的負載變動范圍內始終保持高的效率和功率因數，尤其在輕載運行時節(jié)能效果更顯著。 </p

35、><p>　　(2) 可滿足某些工業(yè)應用需大的起動轉矩和最大轉矩倍數的動態(tài)需求 常規(guī)異步電動機起動轉矩倍數和最大轉矩倍數都有限，為達要求，需選擇更大容量的異步電動機，而到了正常運行狀態(tài)，異步電動機則又處于輕載運行狀態(tài)，效率和功率因數均較低。例如為油田抽油機設計的具有異步起動能力的永磁同步電動機，起動轉矩倍數可達3.6倍以上，效率可達94％，功率因數可達0.95，既滿足了負載動態(tài)時大轉矩的要求，還具有很高的節(jié)能效果。

36、</p><p>　　(3) 低速直接驅動的需求 為了提高控制精度、減小振動噪聲、杜絕油霧帶來的不安全，也為了大轉矩驅動的需求，近年來對低速電動機的需求也不斷增長。如用于電梯拖動的永磁同步曳引機，轉矩提高了十幾倍，取消了龐大的齒輪箱，通過曳引輪直接拖動轎廂，明顯減小了振動和噪聲。又如船用吊艙式電力推進器，將低速大轉矩的永磁同步電動機置于船艙外的吊艙，無需原來的傳動系統(tǒng)，直接驅動螺旋槳，實現(xiàn)船舶的運行和控制。這是船

37、舶驅動技術的又一發(fā)展，國外自上世紀九十年代已成功用于豪華郵輪、專用油輪等。西門子公司吊艙式推進器中PMSM容量已達30000KW。 </p><p>　　(4) 多極高功率因數的需求 近年來，永磁同步電動機朝著多極化發(fā)展，多極電機可顯著減小定、轉子鐵心軛部高度，從而減小電機體積、減少鐵心用量。多極電機還顯著減小了定子端部長度，減小定子銅耗、從而減少發(fā)熱、提高了效率。如某安裝于轎廂和井壁間隙的永磁同步電動機，轉子采

38、用60極結構，顯著縮短了定子線圈端部長度，實現(xiàn)無機房電梯。若仍用異步電動機驅動，隨著極數增加，其功率因數明顯降低，在輕載和空載時，功率因數將更低，因此在Y型系列電機中，10極電機已不多見。而該60極永磁同步電動機功率因數高達0.98，空載、輕載時甚至可達1，節(jié)能效果明顯。 </p><p>　　(5)高功率密度的需求 艦船、車輛受體積所限，要求電動機要有高功率密度、高轉矩密度。永磁同步電動機由于無需激磁繞組，空間

39、結構小，高性能的釹鐵硼永磁材料具有高剩余磁感應強度和高矯頑力，從而可提供很高的磁負荷，使電機尺寸縮小。有些并聯(lián)供磁的電機，甚至可高達1特斯拉以上。傳統(tǒng)電機的齒槽結構，約束著磁負荷和電負荷的關系，過高的磁負荷將減小放置繞組的空間，成為實現(xiàn)高功率密度的瓶頸。</p><p>　　第2章 永磁同步電動機的數學模型</p><p>　　本章將首先從轉子結構的角度對PMSM進行分類，然后在不同的坐

40、標系中建立PMSM的數學模型，在此基礎上對PMSM的控制原理進行介紹。</p><p>　　2.1 永磁同步電機的分類和結構</p><p>　　永磁同步電動機的轉子磁鋼的幾何形狀不同，使得轉子磁場在空間的分布可分為正弦波和梯形波兩種。因此，當轉子旋轉時，在定子上產生的反電動勢波形也有兩種：一種為正弦波；另一種為梯形波。這樣就造成兩種同步電動機在原理、模型及控制方法上有所不同，為了區(qū)別由它

41、們組成的永磁同步電動機交流調速系統(tǒng)，習慣上又把正弦波永磁同步電動機組成的調速系統(tǒng)稱為正弦型永磁同步電動機(PMSM)調速系統(tǒng)或調速永磁同步電動機；而由梯形波(方波)永磁同步電動機組成的調速系統(tǒng)，在原理和控制方法上與直流電動機系統(tǒng)類似，故稱這種系統(tǒng)為無刷直流電動機(BLDCM)調速系統(tǒng)。 永磁同步電動機轉子磁路結構不同，則電動機的運行特性、控制系統(tǒng)等也不同。根據永磁體在轉子上的位置的不同，永磁同步電動機主要可分為：表面式和內置式。在

42、表面式永磁同步電動機中，永磁體通常呈瓦片形，并位于轉子鐵心的外表面上，這種電機的重要特點是直、交軸的主電感相等；而內置式永磁同步電機的永磁體位于轉子內部，永磁體外表面與定子鐵心內圓之間有鐵磁物質制成的極靴，可以保護永磁體。這種永磁同步電動機的重要特點是直、交軸的主電感不相等。因此，這兩種電機的性能特點有所不同。</p><p>　　采用正弦波的永磁同步電動機可根據永磁體在轉子上放置的位置分為三種：一是永磁體埋在轉

43、子內的內磁式永磁同步電動機；一是永磁體安放在轉子表面的外磁式永磁同步電動機；第三種是永磁體嵌入或部分嵌入的嵌入式永磁同步電動機。本文主要介紹內置式轉子的永磁同步電動機的設計。</p><p>　　2.2 永磁同步電機數學模型的建立</p><p>　　2.2.1 坐標系的定義</p><p>　　坐標系在本文中，將涉及到以下幾種，對其進行一一介紹。 </p&g

44、t;<p>　　三相定子坐標系(ABC坐標系)</p><p>　　PMSM的定子中有三相繞組，其軸線分別為A,B,C，且彼此間互差1200的空間電角度。當定子通入三相對稱交流電時，就產生了一個旋轉的磁場。三相定子坐標系定義如圖2.1所示。</p><p>　　圖 2.1 三相定子坐標系</p><p>　　定子靜止直角坐標系(坐標系)</p&g

45、t;<p>　　為了簡化分析，定義一個定子靜止直角坐標系即坐標系(圖2.2)，其α軸與A軸重合，軸超前β軸900。如果在軸組成的兩相繞組內通入兩相對稱正弦電流時也會產生一個旋轉磁場，其效果與兩相繞組產生的一樣。因此可以將兩相坐標系代替三相定子坐標系進行分析，從而達到簡化運算的目的。</p><p>　　圖2.2 定子靜止坐標系</p><p>　　轉子旋轉直角坐標系(dq坐標

46、系)</p><p>　　轉子旋轉坐標系固定在轉子上(圖2.3)，其d軸位于轉子軸線上，q軸超前d軸900，空間坐標以d軸與參考坐標軸之間的電角度確定。該坐標系和轉子一起在空間以轉子速度旋轉，故相對于轉子來說，此坐標系是靜止的，又稱為同步旋轉坐標系。</p><p>　　圖2.3 定子靜止坐標系與轉子旋轉坐標系</p><p>　　定子旋轉直角坐標系(xy坐標系)&

47、lt;/p><p>　　xy坐標系為隨定子磁鏈旋轉的坐標系(圖2.4)，定子磁鏈的方向為x軸的正方向，Y軸超前x軸。同時，定義x軸與d軸的夾角為轉矩角，x軸超前d軸時轉矩角為正。</p><p>　　2.2.2 三相定子坐標系與兩相定子坐標系變換(3s-2s)</p><p>　　圖2.2中繪出了ABC和兩個坐標系，為了方便起見， 取 A 軸與α軸重合。設三相繞組每相有

48、效匝數為 N3 ，兩相繞組每相有效匝數為 N2 ，各相磁動勢為有效匝數與電流的乘積，其空間矢量均位于有關相的坐標軸上。設磁動勢波形是正弦分布的，當三相總磁動勢與兩相總磁動勢相等時，則兩套繞組瞬時磁動勢在α，β軸上的投影也相</p><p>　　圖2.4 定子坐標系和轉子坐標系</p><p><b>　　等，即</b></p><p><

49、b>　　寫成矩陣形式得：</b></p><p><b>　　(2.1)</b></p><p>　　考慮變換前后總功率不便，在此前提下，可以證明，匝數比應為</p><p><b>　　(2.2)</b></p><p><b>　　代入式（2.1）得</b>

50、;</p><p><b>　　(2.3)</b></p><p>　　令表示從三相坐標系變換到兩相坐標系的變換矩陣，則</p><p><b>　　(2.4)</b></p><p>　　如果三相繞組是Y型聯(lián)結不帶零線，則有]，代入式（2.3）和式（2.4）并整理后得:</p>&l

51、t;p><b>　　(2.5)</b></p><p>　　按照所采用的條件，電流變換陣也就是電壓變換陣，同時還可證明，它們也是磁鏈的變換陣[1]。</p><p>　　2.2.3 兩相定子坐標系與兩相旋轉坐標系變換(2s-2r)</p><p>　　圖2.3是兩相坐標系到兩相旋轉坐標系的變換，簡稱2s-2r變換，其中s表示靜止，r表示旋

52、轉。把兩個坐標系畫在一起，如圖2-4所示。兩相交流電流、和兩個直流電流、產生同樣的以同步轉速旋轉的合成磁動勢。由于個繞組匝 數都相等，可以消去磁動勢中的匝數，直接用電流表示。</p><p>　　在圖2.3中，d、q軸和矢量（）都以轉速旋轉，分量、的長短不便，相當于d、q繞組的直流磁動勢。但、軸是靜止的，軸與d軸的夾角隨時間而變化，因此在、軸上的分量、的長短也隨時間變化，相當于、繞組交流磁動勢的瞬時值。由圖可見，

53、、和、之間存在下列關系</p><p>　　圖2.5兩相靜止和旋轉坐標系與磁動勢（電流）空間矢量</p><p><b>　　寫成矩陣形式，得</b></p><p><b>　　(2.6)</b></p><p>　　式中

54、 (2.7)</p><p>　　是兩相旋轉坐標系變換到兩相靜止坐標系的變換矩陣。</p><p>　　對式（2.6）兩邊都左乘以變換陣的逆矩陣，得</p><p><b>　　(2.8)</b></p><p>　　則兩相靜止坐標系變換到兩相旋轉坐標系的變換陣是:

55、</p><p><b>　　(2.9)</b></p><p>　　電壓和磁鏈的旋轉變換陣也與電流（磁動勢）旋轉變換陣相同。</p><p>　　2.3 兩相定子坐標系與兩相轉子旋轉坐標系的變換（2t-2s）</p><p>　　分別定義，dq坐標系是建立在轉子上的旋轉坐標，xy坐標系是建立在定子上的旋轉坐標系，定子磁

56、鏈的方向為x軸的正向，x軸與d軸的夾角為轉矩角，、為xy坐標系到dq坐標系和dq坐標系到xy坐標系的變換陣，由圖2.4可知：</p><p><b>　　(2.10)</b></p><p><b>　　(2.11)</b></p><p>　　其中為x軸與d軸的夾角，即轉矩角。</p><p>　

57、　2.4 永磁同步電機的數學模型</p><p>　　當永磁同步電機的定子通入三相交流電流工時，三相電流在定子繞組電阻 上產生電壓降。由三相交流電流產生的旋轉電樞磁動勢及建立的電樞磁場，一方面切割定子繞組并在定子繞組中產生感應電動勢，另一方面以電磁力拖動著轉子以同步轉速旋轉。電樞電流還會產生僅與定子繞組相交鏈的定子繞組漏磁通，并在定子繞組中產生感應漏電動勢。此外轉子永磁體產生的磁場也以同步轉速切割定子繞組，從而

58、產生空載電動勢 。為了簡化分析過程，在建立數學模型時常忽略一些影響較小的參數，作如下假設：</p><p>　?。?）忽略鐵芯飽和；</p><p>　?。?）定子和轉子磁動勢所產生的磁場沿定子內圓是按正弦分布的，即略去磁場中的所有空間諧波； </p><p>　?。?）各相繞組對稱，即各相繞組匝數和電阻相同，各相軸線相互位移同樣的電角度； </p>

59、<p>　?。?）不計渦流和磁滯的影響。</p><p>　　PMSM 的定子和普通三相同步電機的定子是相似的，如果永磁體產生的感應電動勢（反電動勢）與勵磁線圈產生的感應電動勢一樣也是正弦的，那么 PMSM 的數學模型就與電勵磁同步電機基本相同[3]。</p><p>　　在以上假設的基礎上，建立PMSM在不同坐標系下的數學模型。</p><p>　　2.

60、4.1 永磁同步電機在ABC坐標系上的數學模型</p><p>　　對于三相繞組電動機，在忽略了內部繞組電容的前提下，其電壓矢量和磁鏈矢量可以表示為：</p><p><b>　　(2.12)</b></p><p><b>　　(2.13) </b></p><p>　　其中：為定子電壓矢量，和，

61、分別表示定子電阻和定子電感，和分別表示定子磁鏈矢量和轉子磁鏈矢量，表示定子電流。</p><p>　　根據式(2.8)和式(2.9)，可以得到永磁同步電機三相繞組的電壓回路方程如下：</p><p><b>　　(2.14)</b></p><p>　　其中為、、各相繞組端電壓，、、為各相繞組電流，、、為轉子磁場在定子繞組中產生的交鏈，為微分算

62、子。</p><p>　　由于假設轉子磁鏈在氣隙中呈正弦分布，根據圖2.1及圖2.2可知：</p><p><b>　　(2.15)</b></p><p>　　另外，對于星形接法的三相繞組，根據基爾霍夫（Kirchhoff）定律有</p><p><b>　　(2.16)</b></p>

63、;<p>　　聯(lián)合式（2.14）、式（2.15）和式（2.16）整理可以得到：</p><p><b>　　(2.17)</b></p><p>　　2.4.2 永磁同步電機在坐標系上的數學模型</p><p>　　根據坐標變換理論，對用此同步電機在ABC坐標系下的數學模型進行3s-2s的坐標變換，就可以得到在αβ坐標系下的數學模

64、型。</p><p>　　式(2.5)為電流方程：</p><p><b>　　(2.18)</b></p><p>　　由式（2.4）、（2.5）和（2.17）可得電壓方程</p><p><b>　　(2.19)</b></p><p>　　其中、 分別為定子電壓在軸

65、上的的分量, 、 為在 軸上的電感</p><p>　　分量，其中 ，為轉子磁鏈在定子側的耦合磁鏈，為轉子角速度。</p><p>　　2.4.3 永磁同步電機在坐標系上的數學模型</p><p>　　在坐標系下建立永磁同步電機的數學模型，對于分析永磁同步電機控制過程系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能都十分方便。對永磁同步電機在坐標系的數學模型進行2s-2

66、r坐標變換，就可以獲得永磁同步電機在坐標系下的數學模型。由式(2.5)和式(2.8)得到永磁同步電機在dq坐標系下的電流方程：</p><p><b>　　(2.20)</b></p><p>　　其中、分別為定子電流在dq坐標系下的分量，結合式(2.16)整理得</p><p><b>　　(2.21)</b></

67、p><p>　　永磁同步電機在dq坐標系上的磁鏈方程為：</p><p><b>　　(2.22)</b></p><p><b>　　(2.23)</b></p><p><b>　　(2.24)</b></p><p><b>　　電壓方程為：

68、</b></p><p><b>　　(2.25)</b></p><p><b>　　(2.26)</b></p><p><b>　　(2.27)</b></p><p><b>　　轉矩方程為：</b></p><p&

69、gt;<b>　　(2.28)</b></p><p><b>　　運動方程為：</b></p><p><b>　　(2.29)</b></p><p>　　其中為轉動慣量，為轉矩負載。</p><p>　　其中、、、、、、、分別是定子繞組、軸的磁鏈、電壓、電流和電感，、、為

70、定子端電壓、磁鏈和定子繞組電阻；為轉子磁鏈在定子側的耦合磁鏈； 、為電機極對數、電磁轉矩和角頻率，為微分算子。以上即是永磁同步電機在同步旋轉坐標 軸系下的數學模型。</p><p><b>　　2.5 本章小結</b></p><p>　　本章節(jié)對永磁同步電機的分類、結構及特點進行了分析，給出了永磁同步電機在不同坐標系下的數學模型，最后給出了其運動方程。為后續(xù)章節(jié)

71、研究調速永磁同步電機控制原理與方法，進一步研究直接轉矩控制技術奠定了理論基礎。</p><p>　　第3章 調速永磁同步電動機運行與控制原理</p><p>　　3.1調速永磁同步電機的控制方法</p><p>　　任何電動機的電磁轉矩都是由主磁場和電樞磁場相互作用產生的。直流電動機的主磁場和電樞磁場在空間互差90°，因此可以獨立調節(jié)；交流電機的主磁場和

72、電樞磁場互不垂直，互相影響。因此，長期以來，交流電動機的轉矩控制性能較差。經過長期研究，目前的交流電機控制有恒壓頻比控制、矢量控制、直接轉矩控制等方案。</p><p>　　3.1.1恒壓頻比控制</p><p>　　恒壓頻比控制是一種開環(huán)控制。它根據系統(tǒng)的給定，利用空間矢量脈寬調制轉化為期望的輸出電壓uout進行控制，使電動機以一定的轉速運轉。在一些動態(tài)性能要求不高的場所，由于開環(huán)變壓變

73、頻控制方式簡單，至今仍普遍用于一般的調速系統(tǒng)中，但因其依據電動機的穩(wěn)態(tài)模型，無法獲得理想的動態(tài)控制性能，因此必須依據電動機的動態(tài)數學模型。永磁同步電動機的動態(tài)數學模型為非線性、多變量，它含有ω與id或iq的乘積項，因此要得到精確的動態(tài)控制性能，必須對ω和id，iq解耦。近年來，研究各種非線性控制器用于解決永磁同步電動機的非線性特性。</p><p>　　3.1.2 矢量控制</p><p>

74、;　　高性能的交流調速系統(tǒng)需要現(xiàn)代控制理論的支持，對于交流電動機，目前使用最廣泛的當屬矢量控制方案。自1971年德國西門子公司F．Blaschke提出矢量控制原理，該控制方案就倍受青睞。因此，對其進行深入研究。</p><p>　　矢量控制的基本思想是：在普通的三相交流電動機上模擬直流電機轉矩的控制規(guī)律，磁場定向坐標通過矢量變換，將三相交流電動機的定子電流分解成勵磁電流分量和轉矩電流分量，并使這兩個分量相互垂直，

75、彼此獨立，然后分別調節(jié)，以獲得像直流電動機一樣良好的動態(tài)特性。因此矢量控制的關鍵在于對定子電流幅值和空間位置(頻率和相位)的控制。矢量控制的目的是改善轉矩控制性能，最終的實施是對id，iq的控制。由于定子側的物理量都是交流量，其空間矢量在空間以同步轉速旋轉，因此調節(jié)、控制和計算都不方便。需借助復雜的坐標變換進行矢量控制，而且對電動機參數的依賴性很大，難以保證完全解耦，使控制效果大打折扣。 </p><p>　　3

76、.1.3 直接轉矩控制</p><p>　　矢量控制方案是一種有效的交流伺服電動機控制方案。但因其需要復雜的矢量旋轉變換，而且電動機的機械常數低于電磁常數，所以不能迅速地響應矢量控制中的轉矩。針對矢量控制的這一缺點，德國學者Depenbrock于上世紀80年代提出了一種具有快速轉矩響應特性的控制方案，即直接轉矩控制(DTC)。該控制方案摒棄了矢量控制中解耦的控制思想及電流反饋環(huán)節(jié)，采取定子磁鏈定向的方法，利用離散

77、的兩點式控制直接對電動機的定子磁鏈和轉矩進行調節(jié)，具有結構簡單，轉矩響應快等優(yōu)點。DTC最早用于感應電動機，1997年L Zhong等人對DTC算法進行改造，將其用于永磁同步電動機控制，目前已有相關的仿真和實驗研究。</p><p>　　DTC方法實現(xiàn)磁鏈和轉矩的雙閉環(huán)控制。在得到電動機的磁鏈和轉矩值后，即可對永磁同步電動機進行DTC。雖然，對DTC的研究已取得了很大的進展，但在理論和實踐上還不夠成熟，例如：低速

78、性能、帶負載能力等，而且它對實時性要求高，計算量大。</p><p>　　3.1.4 解耦控制</p><p>　　永磁同步電動機數學模型經坐標變換后，id，id之間仍存在耦合，不能實現(xiàn)對id和iq的獨立調節(jié)。若想使永磁同步電動機獲得良好的動、靜態(tài)性能，就必須解決id，iq的解耦問題。若能控制id恒為0，則可簡化永磁同步電動機的狀態(tài)方程式。</p><p>　　此時

79、，id與iq無耦合關系，Te=npψfiq，獨立調節(jié)iq可實現(xiàn)轉矩的線性化。實現(xiàn)id恒為0的解耦控制，可采用電壓型解耦和電流型解耦。前者是一種完全解耦控制方案，可用于對id，iq的完全解耦，但實現(xiàn)較為復雜；后者是一種近似解耦控制方案，控制原理是：適當選取id環(huán)電流調節(jié)器的參數，使其具有相當的增益，并始終使控制器的參考輸入指令id*=O，可得到id≈id*=0，iq≈iq*o，這樣就獲得了永磁同步電動機的近似解耦。 </p>

80、<p>　　雖然電流型解耦控制方案不能完全解耦，但仍是一種行之有效的控制方法，只要采取較好的處理方式，也能得到高精度的轉矩控制。因此，工程上使用電流型解耦控制方案的較多。然而，電流型解耦控制只能實現(xiàn)電動機電流和轉速的靜態(tài)解耦，若實現(xiàn)動態(tài)耦合會影響電動機的控制精度。另外，電流型解耦控制通過使耦合項中的一項保持不變，會引入一個滯后的功率因數。 </p><p>　　上述永磁同步電動機的各種控制策略各有優(yōu)缺

81、點，實際應用中應當根據性能要求采用與之相適應的控制策略，以獲得最佳性能。永磁同步電動機以其卓越的性能，在控制策略方面已取得了許多成果，相信永磁同步電動機必然廣泛地應用于國民經濟的各個領域。接下來重點分析直接轉矩控制方法。</p><p><b>　　3.2直接轉矩控制</b></p><p>　　繼矢量控制之后，1984年德國魯爾大學的Depen Brock 又提出了

82、交流電動機的直接轉矩控制方法，其特點是直接采用空間電壓矢量，直接在定子坐標系下計算并控制電機的轉矩和磁通；采用定子磁場定向，借助于離散的兩點式調節(jié)產生PWM（空間矢量SPWM）直接對逆變器的開關狀態(tài)進行最佳控制，以獲得轉矩的高動態(tài)性能。和矢量控制不同，直接轉矩控制摒棄了解耦的思想，取消了旋轉坐標變換，簡單的通過電機定子電壓和電流，借助瞬時空間矢量理論計算電機的磁鏈和轉矩，并根據與給定值比較所得差值，實現(xiàn)磁鏈和轉矩的直接控制。所以直接轉矩

83、控制策略具有控制方式簡單、轉矩響應快、便于實現(xiàn)全數字化等優(yōu)點。直接轉矩控制在異步電動機調速系統(tǒng)中的應用已經比較成熟，但在永磁同步電動機(PMSM)伺服控制系統(tǒng)中的應用研究相對滯后。</p><p>　　3.2.1 直接轉矩控制原理</p><p>　　接轉矩控制是對定轉子磁鏈間的夾角也就是對轉矩角δ進行控制。先推導轉矩角與電機電磁轉矩的數學關系。其中要用到與轉子同步旋轉的d-q坐標系，d軸

84、正方向為轉子磁鏈方向；與定子同步旋轉的x-y坐標系，x軸正方向為定子磁鏈方向；兩相α-β靜止坐標系，α軸正方向與電機a軸重合。如下圖3-1所示。</p><p>　　圖3-1 PMSM在不同坐標系下的矢量圖</p><p>　　在建立PMSM數學模型前，先對PMSM作如下假設：</p><p>　　忽略電動機鐵心的飽和，不計電動機中的渦流和磁滯損耗，轉子無阻尼繞組

85、，則永磁同步電機在d-q坐標系下的基本方程如下：</p><p><b>　　(1)</b></p><p><b>　　(2)</b></p><p><b>　　(3)</b></p><p><b>　　(4)</b></p><

86、p><b>　　(5)</b></p><p><b>　　(6)</b></p><p>　　式中：ψd、ψq為定子磁鏈d、q軸分量；Ld、Lq為定子繞組d、q軸等效電感；id、iq為定子電流d、q軸分量；Ud、Uq為定子電壓d、q軸分量；ψf為轉子磁鏈；Rs為定子繞組電阻；P為微分算子；ωr為轉子機械角速度；Te為電磁轉矩；np為電機極

87、對數；Tm為負載轉矩；J為電機轉動慣量；B為粘滯系數。經過進一步推導，</p><p>　　得轉矩控制的基本方程式：</p><p><b>　　(7)</b></p><p>　　對于隱極式永磁同步電機，lq=ld，故(7)式可寫為：</p><p><b>　　(8) </b></p>

88、;<p>　　對于永磁同步電機，轉子磁鏈不變，當定子磁鏈不變時，電機的電磁轉矩只與轉矩δ有關。由于定子磁鏈的狀態(tài)比轉子磁鏈的狀態(tài)容易改變，因此可以通過控制定子磁鏈的狀態(tài)來改變轉矩角，從而實現(xiàn)對轉矩的控制。</p><p>　　3.2.2永磁同步電機直接轉矩控制系統(tǒng)的實現(xiàn)</p><p>　　3.2.2.1 轉矩增量與定子電壓空間矢量關系模型</p><p&

89、gt;　　ψs與α軸的夾角為θs，則在α-β軸系中，定子的合成空間磁鏈矢量ψs以角速度 Ûθs旋轉，設逆時針方向為正方向。為了獲得盡可能小的轉矩脈動，定子的合成磁鏈空間矢量最好采圓形軌跡，參考磁鏈的幅值|ψ3s|為常量，如圖3-2所示</p><p>　　圖3-2 轉矩增量與定子電壓空間矢量關系</p><p>　　3.2.2.2定子磁鏈控制</p><p&

90、gt;　　在永磁同步電機中施加零電壓矢量時，定子磁鏈停止轉動，轉矩幾乎維持恒定。利用這一特點，可以采用具有零電壓矢量的新型開關表實現(xiàn)直接轉矩控制，把零電壓矢量看成保持當前轉矩的作用，利用零電壓矢量來減小轉矩的波動，以及減少逆變器開關次數和轉矩的脈動。開關表中輸出量與輸入量的關系見附表1，其中v(xxx)中x=1表示逆變器相應相的上臂導通，0表示下臂導通。θ1－θ6的分布見圖3-3。θ區(qū)域的劃分是以α-β坐標系的α軸為基準確定的，因此定子

91、磁鏈的位置可用其α-β軸分量ψα、ψβ估算的定子旋轉磁鏈來確定。v1－v6為逆變器輸出電壓的空間電壓矢量,當施加電壓矢量與ψs夾角小于π/2時，將使磁鏈幅值增加；當大于π/2時,磁鏈幅值減小當電壓矢量超前于ψs時，轉矩增加；落后于ψs時，轉矩減小。</p><p><b>　　表1 逆變器開關表</b></p><p>　　圖3-3 空間電壓矢量和分區(qū)</p&

92、gt;<p>　　用φ、τ分別表示電機磁鏈和轉矩的給定值和實際值的誤差狀態(tài)，當給定值比實際值大時狀態(tài)為1，否則狀態(tài)為0，則由φ、τ的狀態(tài)以及磁鏈所處分區(qū)的位置，便可按表1選擇開關電壓矢量，并為了方便在MATLAB/simulink中實現(xiàn)查表的位置我們假設一個變量的到：（9）。</p><p>　　3.2.2.3逆變器開關時間控制模型</p><p>　　如圖2所示，設定當前采

93、樣周期的定子磁鏈矢量為，下一采樣周期的定子磁鏈矢量為ψs.n+1，所以給定轉矩和估計轉矩之間存在誤差。</p><p>　　將式(8)的定子磁鏈增量dψs分解到α-β軸系的兩坐標軸上,</p><p><b>　　（10）</b></p><p>　　再利用Clarke逆變換，將式(10)映射到定子三相坐標系A、B、C軸系上，把定子磁鏈增量分配

94、到三相繞組，如：</p><p><b>　?。?1）</b></p><p>　　定子合成磁鏈矢量的增量在各相繞組上的分量惟一地由參考電壓在該繞組上的作用時間決定，參考電壓在各相繞組上的作用時間是定子合成磁鏈矢量空間位置角的函數，如：</p><p><b>　　（12）</b></p><p>

95、　　其中為定子合成磁鏈矢量相對于A相繞組(軸)的空間角位移。一個周期內定子參考電壓矢量的作用時間根據式(8)和(9)求得，即</p><p><b>　?。?3）</b></p><p>　　上式中，雖然dψs和us都是空間矢量，但是二者方向相同，所以直接采用其幅值進行計算。|us|是參考電壓空間矢量的幅值為直流母線電壓。</p><p>　　

96、3.2.3永磁同步電機直接轉矩控制的系統(tǒng)</p><p>　　永磁同步電機直接轉矩控制的系統(tǒng)結構如圖3-4所示，是一個包含速度和轉矩的雙閉環(huán)系統(tǒng)。主要包括電機轉速pi調節(jié)器、定子磁鏈和轉矩觀測器、轉矩與磁鏈滯環(huán)比較控制器、最佳開關邏輯選擇表、逆變器等。以和分別作為轉矩和定子磁鏈的給定值，te、ψs分別為利用α-β坐標系的電壓和電流估算得的轉矩和磁鏈實際值，在調速系統(tǒng)中可作為轉速調節(jié)器的輸出，與實際轉矩比較后經轉矩

97、滯環(huán)控制器輸出轉矩增減信號。當需要增大電磁轉矩時，轉矩控制器輸出1，逆變器輸出電壓所形成的空間電壓矢量使ψs向前轉動，由于電機的電磁時間常數小于機電時間常數，使定子磁鏈轉速快于轉子磁鏈轉速，其結果是δ增大，增大了實際電磁轉矩。轉矩控制器輸出0時，將減小實際轉矩。進入穩(wěn)態(tài)后，轉矩給定值與實際值之差落在轉矩控制器的滯環(huán)內，轉速平均值也穩(wěn)定為同步轉速。為給定的定子磁鏈，與實際定子磁鏈相比較后，經磁鏈滯環(huán)控制器輸出磁鏈增減信號，定子磁鏈保持在一

98、個規(guī)定的范圍內。這兩個控制器的輸出共同確定開關表的輸出值，控制逆變器的pwm波輸出。</p><p>　　在控制過程中，在每一個采樣周期開始，非零導通時間所對應的逆變器開關同時導通，向PMSM三相繞組供電，然后根據每相繞組的通電時間控制對應功率開關截止。一個周期內每個橋臂只有一個功率開關動作一次，具有恒定的開關頻率，實際是一種恒頻脈寬調制方式。該控制算法徹底避免了傳統(tǒng)DTC控制以及SVM控制策略中磁鏈工作扇區(qū)的判

99、別以及矢量合成等復雜的數據和邏輯計算，特別適合于數字PWM控制器件，可以直接用于DSP、FPGA等控制平臺。</p><p>　　永磁同步電機直接轉矩控制的系統(tǒng)結構如圖3-4所示，是一個包含速度和轉矩的雙閉環(huán)系統(tǒng)。主要包括電機轉速pi調節(jié)器、定子磁鏈和轉矩觀測器、轉矩與磁鏈滯環(huán)比較控制器、最佳開關邏輯選擇表、逆變器等。以和分別作為轉矩和定子磁鏈的給定值，te、ψs分別為利用α-β坐標系的電壓和電流估算得的轉矩和磁

100、鏈實際值，在調速系統(tǒng)中可作為轉速調節(jié)器的輸出，與實際轉矩比較后經轉矩滯環(huán)控制器輸出轉矩增減信號。當需要增大電磁轉矩時，轉矩控制器輸出1，逆變器輸出電壓所形成的空間電壓矢量使ψs向前轉動，由于電機的電磁時間常數小于機電時間常數，使定子磁鏈轉速快于轉子磁鏈轉速，其結果是δ增大，增大了實際電磁轉矩。轉矩控制器輸出0時，將減小實際轉矩。進入穩(wěn)態(tài)后，轉矩給定值與實際值之差落在轉矩控制器的滯環(huán)內，轉速平均值也穩(wěn)定為同步轉速。為給定的定子磁鏈，與實際

101、定子磁鏈相比較后，經磁鏈滯環(huán)控制器輸出磁鏈增減信號，定子磁鏈保持在一個規(guī)定的范圍內。這兩個控制器的輸出共同確定開關表的輸出值，控制逆變器的pwm波輸出。</p><p>　　在控制過程中，在每一個采樣周期開始，非零導通時間所對應的逆變器開關同時導通，向PMSM三相繞組供電，然后根據每相繞組的通電時間控制對應功率開關截止。一個周期內每個橋臂只有一個功率開關動作一次，具有恒定的開關頻率，實際是一種恒頻脈寬調制方式。該

102、控制算法徹底避免了傳統(tǒng)DTC控制以及SVM控制策略中磁鏈工作扇區(qū)的判別以及矢量合成等復雜的數據和邏輯計算，特別適合于數字PWM控制器件，可以直接用于DSP、FPGA等控制平臺。</p><p>　　圖3-4 永磁同步電機直接轉矩控制的系統(tǒng)結構</p><p><b>　　3.3 本章小結</b></p><p>　　本章主要介紹了永磁同步電

103、機的控制的基本原理。首先介紹了永磁同步電機的主要控制方法。隨后根據永磁同步電機的特點，分析了直接轉矩控制原理。最后介紹了系統(tǒng)的控制策略原理，給出了控制系統(tǒng)的結構框圖</p><p>　　第4章調速永磁同步電機的設計特點及思路</p><p><b>　　4.1設計特點</b></p><p>　　調速永磁同步電動機的應用場合極為廣泛，與其配套的

104、傳動系統(tǒng)與控制方式也不一樣，因而對其技術經濟性能的要求大不相同，一般來說對調速永磁同步電動機的主要要求是：調速范圍寬，轉矩和轉速平穩(wěn)，動態(tài)響應快速準確，單位電流轉矩大等。</p><p>　　調速永磁同步電動機的設計是與相匹配的功率系統(tǒng)的有關性能密不可分的。設計時，應根據傳動系統(tǒng)的應用場合和有關技術指標要求，首先確電動機的控制策略和逆變器的容量，然后根據電機設計的有關知識來設計電動機。下面以正弦波永磁同步電動機為

105、例分析研究調速永磁同步電動機的設計特點。</p><p>　　永磁同步電動機調速傳動系統(tǒng)的主要特性是它的調速范圍和動態(tài)響應性能。調速范圍又分為恒轉矩調速區(qū)和恒功率調速區(qū)。而電動機的運行過程可以用工作周期來表示，調速永磁同步電動機的動態(tài)響應性能常常以從靜止加速到額定轉速所需的加速時間t來表示。為了提供足夠的加速能力，一般情況下，最大轉矩為額定轉矩T的3倍左右。</p><p>　　調速永磁同

106、步電動機的具體設計包括以下幾大部分：主要尺寸的選擇及計算;轉子磁路結構的選擇；永磁體的設計及計算；定、轉子沖片的設計；繞組計算；磁路計算；參數計算；交軸磁化曲線計算；工作特性計算；定位力矩的抑制和低速平穩(wěn)性的改善；調高永磁同步電動機弱磁括速能力的措施等等。這些在后面的具體設計中會詳細的提到。</p><p>　　永磁同步電動機得電磁設計基本方法和普通同步電動機的設計方法有很多相似之處，但也存在不同之處?；驹O計思

107、路：由技術要求首先確定轉子結構和永磁材料性能，再由電磁負荷（A, Bδ），確定主要尺寸（Dil lef）其電磁設計計算流程如圖3-1所示。該方程思路清晰，參數確定和方案調整都很方便，對電機研發(fā)人員來說非常習慣，但需要很多經驗參數。</p><p><b>　　4.2 設計思路</b></p><p>　　設計流程圖如下圖所示</p><p>　

108、　圖4-1 調速永磁同步電動機電磁設計流程</p><p>　　4.2.1主要尺寸選擇</p><p>　　永磁同步電動機設計與其他交流動電機設計一樣，通過電磁計算來確定電機的各個部分幾何尺寸，如電動機的主要尺寸、定子沖片尺寸、繞組數據和氣隙長度等，還要確定轉子磁極結構型式以及永磁材料和尺寸等。</p><p>　　主要尺寸（Di1和Leff）、定子沖片尺寸、槽數、

109、槽形尺寸、電樞繞組等都可采用類比法參考類似規(guī)格的異步電動機初步選定，再進行電磁計算核算。</p><p>　　調速永磁同步電動機的主要尺寸尚可可由所需要的最大轉矩和動態(tài)響應性能指標確定，為了提高加速能力，一般情況下，最大轉矩（又稱峰值轉矩）Tmax為額定轉矩TN的2.5倍以上。</p><p>　　下面分析表面凸出式轉子磁路結構正弦波永磁同步電動機主要尺寸的設計過程。</p>

110、<p>　　當調速永磁同步電動機最大電磁轉矩指標為Tmax時，則最大轉矩與電磁負荷和電機的主要尺寸有如下關系： </p><p>　　Tmax=BLef Di12A×10-4 (3-1) </p><p>　　式中B-------氣隙磁密基波幅值（T）；</p><p&g

111、t;　　A--------定子電負荷（A/cm）</p><p><b>　　A=</b></p><p>　　當選定電動機的電磁負荷后，電動機的主要尺寸</p><p>　　Lef Di12= 104 (3-2)</p><p>　　確定電動機定子外徑時，一般是在保證

112、電動機足夠散熱能力的前提下，視具體情況為提高電動機效率而加大定子外徑或為減小電動機制造成本而縮小定子外徑。</p><p>　　調速永磁同步電動機的氣隙長度一般由于電動機的不同的用途，其氣隙長度的取值也不相同：對采用表面式轉子磁路結構的永磁同步電動機，由于轉子鐵心上的瓦片興磁極需加以表面固定，其氣隙長度不得不做的較大；對采用內置式轉子磁路結構的，并要求具有一定的恒功率運行速度范圍的永磁同步電動機，則電動機的氣隙長